回波损耗 驻波比（驻波比与回波损耗换算公式）

了解电压驻波比(VSWR)、回波损耗和失配损耗有助于表征射频(RF) 设计中的波反射。当无线电波通过它传播时，遇到介质的阻抗发生变化时会发生反射。当我们打算将功率从信号链中的一个模块传输到下一个模块时，这些反射是非常不受欢迎的。在本文中，我们将研究两个参数：驻波比和回波损耗，它们使我们能够表征射频设计中的波反射。我们还将讨论“失配损耗”规范，该规范参数化波反射对功率传输的影响。

计算驻波比公式

对于短路或开路的传输线，会发生全反射，入射波和反射波的干涉会在传输线上产生驻波。例如，见图1。

图1. 示例图。对于正弦输入，稳态响应也是正弦的。长度d=0.2米，负载短路（ZL=0）。 36个不同时刻沿线电压波形如图2所示。

图2. 36 个不同示例的电压波形。上面的曲线让您了解电压波的幅度如何沿线变化。上图的包络线可以最好地显示这种幅度变化，如下图3 所示。

图3. 幅度变化图。

请注意，包络的最小值为零伏。我们可以对任何载荷重复相同的过程，例如=0.5 的载荷。本例36个不同时刻的电压波形如图4所示。

图4. 显示36 个实例的电压波形的另一个示例图。

这些曲线的包络线如图5 所示。

图5. 示例电压波包络与位置图。

上面的讨论表明，当发生全反射时，包络的最小值为零伏Vmin=0（图3）。然而，对于部分反射，Vmin 更接近峰值Vmax。在没有反射的理想情况下，Vmax实际上等于Vmax。因此，Vmax 与Vmin 之比（称为VSWR）与阻抗不连续处发生的反射量有关。在数学语言中，VSWR 定义为：

对于全反射，驻波比无穷大；对于匹配负载，VSWR为1；对于其他情况，VSWR 介于这两个极值之间。例如，对于图5 中的包络波形，VSWR 为：

不难看出，驻波比与负载反射系数之间的关系用下式表示：

该方程使我们能够测量VSWR 并使用该信息来确定反射系数的大小。附带说明一下，VSWR 参数可能已经失去了它曾经具有的一些意义。当今的高性能定向耦合器可以在物理上分离入射波和反射波，使我们能够准确测量反射系数。在传输线测量的早期，这些高性能定向耦合器尚不可用，公式2 是测量 幅度的简单解决方案。为此，工程师只需使用一种称为开槽线的设备测量线路上的最小和最大电压。鉴于当今高性能测量设备的可用性，VSWR 有时被认为是几十年前遗留下来的参数。然而，射频工程师需要充分理解VSWR 概念，因为它仍然在数据表中被普遍指定。

射频回波损耗

考虑图6，其中传输线连接到RF 组件的输入。入射功率为Pi，“观察”RF 分量输入的反射系数。

图6. RF 组件和传输线这里我们感兴趣的是表征有多少入射功率从RF 组件(Pr) 反射。反射系数 是反射电压与入射电压之比，||2 表示反射功率与入射功率之比： 将上式以分贝表示：

例如，如果||2=0.1，我们得到：

这意味着反射功率比入射功率低10 dB。在这种情况下，我们可以说返回的入射信号部分经历了-10 dB 的增益，或者等效地损失了+10 dB。换句话说，本例中的“回波损耗”为10 dB。或者，回波损耗参数通常用于表示等式3 和4。但是，该参数的名称一开始可能会有点令人困惑。回波损耗是事件信号从阻抗不连续性返回或反射时所经历的损耗。请注意，对于无源电路，G 的范围为0 到1，因此返回的信号会经历衰减或损失，而不是增益。回波损耗通常表示为RL，由下式给出：

例如，如果系统中的回波损耗指定为40 dB，您立即知道反射功率比入射功率低40 dB。因此，回波损耗越大，负载与线路特性阻抗的匹配越好。这三个参数，、VSWR 和回波损耗，都是指定负载与传输线匹配程度的不同方式。然而，与同时具有幅度和相位信息的 不同，VSWR 和回波损耗仅提供幅度而没有相位信息。

失配损失

让我们再次检查图6 中的配置。除了反射功率之外，我们还感兴趣的是表征阻抗失配对传输到输出P 的功率量的影响。首先，假设RF 组件的功率增益为单位(G=1)。换句话说，传递到射频组件输入的相同功率出现在其输出上。由于阻抗不匹配会产生一些反射功率，因此会减少传递到射频组件的功率。当G=1时，输出功率Po等于入射功率与反射功率之差：

将上式用分贝表示即可得出：

继续使用示例值0.1

这意味着输出功率比入射功率低0.46 dB。换句话说，信号的增益为-0.46 dB，或者等效为+0.46 dB 的损耗。这种功率损耗称为“失配损耗”，因为它完全是由阻抗失配引起的。失配损耗参数告诉我们通过提供完美的阻抗匹配可以实现多少增益改进。在上面的示例中，可实现的增益改进为0.46 dB。基于上述讨论，以ML 表示的失配损失由以下等式给出：

从上面的解释可以清楚地看出，需要小的失配损耗，并且对应于负载和线路之间更好的匹配。

当两个端口不匹配时失配丢失

在图6 中，我们隐含地假设信号源（未显示）的阻抗与线路特征阻抗匹配。如果不是这种情况，Pr 将重新反射源处的不连续性并影响入射波Pi。例如，当我们通过传输线（图7(a)）以及两个级联设备之间的接口（图7(b)）将电源连接到负载时，就会遇到这种情况。

图7. 通过两个级联设备之间的传输线(a) 和接口(b) 连接到负载的电源示例图。

在这种情况下，失配损失（以线性项而不是分贝表示）由公式8 给出。

上式指定了由于波反射而在输入和输出端口之间来回反射的输入功率部分。您可以在G. Gonzalez 所著的《微波晶体管放大器》第二章中找到该方程的推导。例如，假设图7(a) 中的1 和2 分别为0.1 和0.2。在这种情况下，我们的失配损失为ML=1.011。以dB 表示，由于两个阻抗不连续性，我们有0.05 dB 的损耗。请注意， 同时具有幅度和相位信息，并且相位角会影响公式8 生成的ML 值。让我们使用1=0.1 和 2=-0.2 重复上述示例。在这种情况下，ML 计算为1.095 或0.39 dB。

失配的不确定性

上述示例凸显了射频应用中的严峻挑战。由于等式8 中的失配损耗取决于反射系数的相位角，并且注意到在许多实际情况下仅知道反射系数的大小，因此实际从输入传输到输入端的功率存在一定的不确定性。输出。不确定。例如，已知|1|=0.1且|2|=0.2，则失配损耗在0.05dB至0.39dB之间。由这些上限和下限指定的范围称为失配不确定性。

审稿人：李茜