栅极驱动器的原理及应用实验报告（栅极驱动器的原理及应用视频）

栅极驱动器是一种缓冲电路，用于放大来自微控制器或其他源的低电压或低电流。在栅极驱动器原理及应用分析中，微控制器的输出一般不适合驱动较大功率的晶体管。

GBT/功率MOSFET的结构导致栅极形成非线性电容。对栅极电容器充电会打开功率器件，并允许电流在其漏极和源极引脚之间流动，而放电则会关闭器件，从而阻止漏极和源极引脚上的大量能量。电压。

栅极电容器充电且器件刚刚开启的最小电压是阈值电压(VTH)。为了使用IGBT/功率MOSFET 作为开关，应在栅极和源极/发射极引脚之间施加比VTH 足够大的电压。

考虑一个带有微控制器的数字逻辑系统，该微控制器可以在其I/O 引脚之一上输出0 V 至5 V PWM 信号。该PWM 不足以完全开启电源系统中使用的功率器件，因为它们的过驱动电压通常超过标准CMOS/TTL 逻辑电压。

过去，双极结型晶体管(BJT) 图腾柱用于驱动低侧配置中的电源开关。然而，由于栅极驱动器IC 的诸多优点和附加功能，它们正在逐渐取代这些分立解决方案。具有典型栅极驱动器IC 的典型BJT 图腾柱配置。

分立电路的一个显着缺点是它不提供保护，而栅极驱动器IC 集成的功能对于确保可预测和稳定的栅极驱动非常重要。相比之下，BJT 图腾柱允许MOSFET 产生压降，但漏极电流显着上升。电流上升会导致功耗过大，并可能损坏MOSFET。

上海曙明HVIC栅极驱动器SLM2304S用于驱动高达600V的N沟道MOSFET或IGBT。兼容IR2304(S)系列，广泛应用于BLDC、大功率DC-DC电源、家电、步进驱动器、逆变器等领域。

VS脚负压的原因及对策

VS足产生负压的原因

自举电源是一种广泛使用的为高侧栅极驱动电路供电的方法，用于驱动高侧N沟道MOS或IGBT。自举电源技术具有结构简单、成本低廉的优点，但也存在缺点。一是占空比不能为100%，这受到自举电容刷新电荷所需时间和VBS欠压保护阈值的限制。其次，它会导致开关器件的源极出现负电压，从而可能导致HVIC的输出误差。

自举驱动电路的最大困难在于，当开关器件关断时，其源极的负电压会导致负载电流突然流过续流二极管，如图1所示。这个负电压会在栅极驱动电路的输出，因为它直接影响驱动电路或PWM 控制IC 的源极VS 引脚，可能会显着将一些内部电压拉至地电位以下，如图2 所示。另一个问题是自举电容CBOOT被电源VDD通过自举二极管DBOOT瞬间充电。由于VDD 电源是基于地的，自举电容产生的最大电压等于VDD 加上源极上的负电压幅值，这可能会导致自举电容处于过压状态，损坏电容，甚至导致芯片VB/HO损坏。 VS 损坏和短路风险。因此，设计时应尽量减少VS的负压。

图1 半桥应用电路

图2 关断时VS波形

图3 DC-DC电源

图4 关断时波形

如图3 所示，低侧续流二极管的正向偏置是将VS 拉至COM（地）以下的已知原因之一；图4 描绘了高侧N 沟道MOSFET 关断期间的电压波形。主要问题发生在整流器换向期间，就在续流二极管开始钳位之前。在这种情况下，电感器LS1 和LS2 会将VS 电压推至COM 以下。该负电压的幅度为：

VSCOM=(VRBOOT +VFDBOOT)(LS1+LS2)di/dt

(1)

从式（1）可以看出，这个负电压的放大倍数与开关器件的寄生电感和关断速度di/dt成正比；它由栅极驱动电阻RGATE 和开关器件的输入电容Ciss 决定。 Ciss是Cgs和Cgd之和，称为米勒电容。

如何降低VS负压？

减少布局上的寄生电感LS1/LS2

降低开关器件的开关速度

在开关节点接一个小电阻，比如下图中的RVS电阻（几欧以内），并接自举电容，与自举电容组成RC滤波器，可以限制开关管的下冲电压VS 引脚。但需要注意的是，该电阻位于开关器件导通和关断的路径中。计算栅极电阻时需要考虑该电阻值。

如果VS串联电阻仍不足以限制VS负压，可在SLM2304S芯片靠近VS的COM和VS引脚之间并联一个快恢复二极管，面向VS，钳位VS负压

图5 阻塞条件下的波输入和输出形状

如果VS 下冲超出数据表中规定的范围，栅极驱动器IC 将被损坏或高侧输出将暂时无法响应输入转换，如图5 和图6 所示。建议留有一定的余量在设计中保证了系统的可靠性。图5 显示了闩锁状态，其中输入信号无法更改高侧输出。在这种情况下，半桥拓扑的外部、主电源、高侧和低侧开关会发生短路。图6 显示了遗漏情况，其中高侧输出无法响应输入转换。在这种情况下，高侧栅极驱动器的电平移位器将缺乏工作电压余量。请注意，事实证明，高侧通常不需要在开关动作后立即改变状态。

图6 信号丢失情况下的波形

自举电路设计

选择自举电容值

自举电容（CBOOT）每次都会充电，此时低侧驱动器导通，输出电压略低于栅极驱动器的电源电压（VDD）。自举电容器仅在高侧开关打开时放电。自举电容器为高侧电路提供电源(VBS)。第一个要考虑的参数是高侧开关导通时自举电容器的最大压降。最大允许压降(VBOOT) 取决于要维持的最小栅极驱动电压（对于高侧开关）。如果VGSMIN 是最小栅源电压，则电容器两端的压降必须为：

VBOOT=VDD VF VGSMIN

(2)

其中：

VDD=栅极驱动器电源电压

VF=自举二极管正向压降。自举电容计算如下：

CBOOT=QTOTAL/VBOOT

(3)

其中QTOTAL 是电容器的总电荷。自举电容器上的总电荷通过公式4 计算：

QTOTAL=QGATE+(ILKCAP+ILKGS+IQBS+ILK+ILKDIODE)*tON+QLS

(4)

其中：

QGATE=栅极电荷总量

ILKGS=开关栅极- 源极漏电流

ILKCAP=自举电容漏电流

IQBS=自举电路的静态电流

ILK=自举电路漏电流

QLS=内部电平转换器所需的电荷，适用于所有高压栅极驱动电路

tON=高侧导通时间

ILKDIODED=自举二极管漏电流

另外，一般情况下，自举电容值可以根据经验公式粗略估计：

CBOOT10*西斯

选择自举电阻值

自举电阻限制自举电容的充电电流，防止电容过充。特别是在一些VS负电压较大的情况下，可以降低VS-VB和电容器过压的风险。该电阻的典型值为5~10ohm，这会增加VBS时间常数。在计算最大允许电压降(VBOOT) 时，必须考虑该自举电阻引入的电压降。如果这个压降太大或者电路不能提供足够的充电时间，我们可以使用快恢复或超快恢复二极管。

自举二极管选择

当高边器件导通时，自举二极管必须能够阻挡高电压，并且应该是快恢复或超快恢复二极管，以减少自举电容到电源VCC的反馈电荷。如果电容器需要长时间储存电荷，高温反向漏电流指标也很重要。一般建议自举二极管的反向耐压值与所选MOS/IGBT的电压规格一致，trr100ns。

电源电压

VDD电压一般在12~15V左右，输入电容应靠近芯片的VDD和COM引脚。一般输入电容配置为电解（10~100uF）+100nF陶瓷电容。电解电容器提供能量，100nF 陶瓷滤波器吸收可能的电压尖峰。

逻辑输入

一般情况下，逻辑输入引脚可以直接连接到前端控制器的输出。但如果空间允许，或者应用环境干扰较大，逻辑输入高电平比较低（如3.3V），仍然建议在逻辑输入前加RC滤波器，控制器之间串电阻输出和逻辑输入，逻辑输入引脚接一个电容到地，如100R、100pF。

另外，需要注意的是，在某些MCU或软件中，如果输入控制器只输出高电平和高阻状态，低电平需要通过HIN/LIN内部的下拉电阻来实现，建议HIN/LIN 预留下拉电阻。的位置。由于SLM2304S HIN/LIN内部下拉电阻约为500K欧姆，在一些噪声干扰比较大的应用中，HIN/LIN可能会被误触发为高电平。这种情况下，外接一个10K以内的下拉电阻就可以解决问题。

门级电阻值的选择

栅极驱动路径上的栅极电阻将影响实际驱动电流、开关损耗和上升/下降沿。适当的电阻值可以有效限制噪声和振铃，并避免EMI问题。理论上，驱动输出可以直接连接到开关器件的栅极。但如果没有选择合适的栅极电阻值，由于布局以及器件本身的寄生电感和电容的影响，高速dv/dt、di/dt、体二极管的反向恢复时间等因素将导致导致驱动电路面临EMI以及高dv/dt带来的常见问题。

图7

图8

图7和图8分别是驱动电路元件原理图和等效电路图。门级电阻值RGATE可以通过以下步骤计算：

LS=1/[CISS*(2pifR)2]

(6)

RG=XL/Q=w*LS/Q=1/(CISS*2*pi*fR*Q)

(7)

LS为栅极驱动电路上的寄生电感Ciss=CGS+CGD。规范可以在规范中找到。 fR 是RGATE=0 时测得的VS 振铃频率。如下图9所示，测得fR为3.75MHz RG=RGATE+ROH或LO+RG，I,ROH或LO为HVIC输出级的上拉/下拉电阻值。您可以在规范中检查它。 RG,I 是开关器件中的寄生栅极网状电阻。一般在1欧姆左右，也可以更小。请忽略，有些规范中没有提及此参数。 Q为谐振电路中的Q值，一般取值范围为0.51。Q越小，RGATE越大，栅极电压上升/下降越慢。根据公式7，可以计算出理论RGATE，但在一般实际情况下，在确定合适的门级电阻值之前，需要权衡开关速度、开关器件温度、dv/dt、EMI等因素。

图9 RGATE=0R

快速闭合电路

如下图所示，如果想快速关断以提高效率，或者担心关断太慢而造成常见问题，可以在输出门级加一个开关二极管+一个电阻电阻以提高关断速度。此时的关断速度为： 二极管的反向恢复时间确定，关断速度也可以通过Rg（off）来调节。

Rgs 和Cgs 的作用

Rgs一般选择10K的电阻值，作为电荷放电通路，防止开关器件GS不工作时电荷积累，造成VGS过压，损坏器件。 Cgs一般可以保留为非必需设备。主要用于降低Cgd/Cgs比值，防止开关过程中出现米勒效应，导致栅极被Cgd耦合。半桥开关器件很常见，可以钳位栅极电压。如果需要电容，典型值一般为1~2.2nF。注意，过大时，开关器件开通缓慢，开关损耗较大，器件温度升高。

PCB 布局建议

考虑所有电源开关的协调放置，减少驱动输出线和开关器件电流路径，走线长度，CVDD/CBOOT去耦电容和栅极电阻的布局和布线，应尽可能靠近驱动芯片引脚，避免互连链路。它将显着增加电阻。降低封装距PCB 板的高度，以减少引脚电感效应。自举二极管应尽可能靠近自举二极管放置。

SLM2304S 有两个输入，HIN 和LIN，分别控制高侧输出HO 和低侧输出LO。 HIN 和HO 同相，LIN 和LO 同相。为了防止输入控制错误，例如输入同时为高电平，输出也为高电平，造成MOS/IGBT常见的情况，SLM2304S采用了互锁设计，即当两个输入都为高电平时，输出均为低电平，确保输出安全。当然，如果客户的应用要求输出HO和LO均为高电平，我们推荐不带互锁功能的SLM2106B来满足此类特殊应用。